LCK muhtmelen “low-cost kit” sözcüklerinin kısaltması. LCK, 6 dolar gibi bir paraya satılan küçük bir geliştirme kartı. Bizimki gibi ülkelerde 6 birim gavur parası bile yeri geldiğinde üzerinde düşünülmesi gereken bir bütçe olabilir elbette. Ama normal ölçütlerde bu, bu kartın adının hakkını vermesini sağlayan bir fiyat: En başta, bu paranın 1 dolarını EFM8BB10F8G QSOP24 mcu’ya , 5 dolarını da üstündeki debugger’a verdiğimizi düşünelim. Fena değil. Sonra, Simplicity programını hemen kullanmaya başlamak ve lisanslı bir Keil C51 derleyicisine erişmek faydalarını da hesaba kattığımızda epey iyi oluyor. Ben bu board’u, radyo haberleşmeleriyle uğraşırken,bir seri port dönüştürücüsü kullanmadan pc’den giden/gelen radyo paketlerini izlemek için kullandım. Board’un üstündeki debugger’ı VCOM port olarak kullanmak için iki jumper kısa devre etmemiz gerekiyor:
Artık işlemcinin seri portu debugger’a bağlı. Fakat bilgisayar bunu bir comport olarak görmüyor. Silicon Labs’ın 8 bit işlemciler sayfasından Toolstick Terminal programını indirmeniz gerek. Bu çok basit program zaten kullanmayı planladığınız seri terminal programının yerine geçecek. PC bağlantısı bana çoğu zaman lazım olduğu üzere, sadece bir aptal terminal olarak değil, bazı işleri otomatize etmek ve veriyle gerçek zamanlı olarak oynamak için gerekiyorsa zaten bildiğimiz yoldan devam etmemiz gerek : Seri dönüştürüc + kendi pc uygulamamız.
Ben, radyo haberleşmesinde, aslında uç nokta olacak (yani bir arayüzü olmayan) cihazların testlerini yapmak için bunu kullanıyorum. Hex veri yollamak için BB1’e bir Send_Byte( ) fonksiyonu yazmak “fazlasıyla” yeterli:
Fakat, madem terminalden verilere bakacağız desimal sayılar görelim hatta açıklayıcı string’ler yazdıralım falan diyorsak o zaman printf( ) ‘i kullanmalıyız. 8051 çeşitlilik konusunda yeryüzündeki eklembacaklılarla yarışacak kadar türe sahip olduğu için, <stdio.h> include etmenin bu işi çözmesini beklemek yaşadığımız dünyayı hafife almak olur. printf( ) bir port yazması için putchar fonksiyonunu çağırır ve bu fonksiyon <program kurulum yeri> \developer\toolchains\keil-8051\9.60\LIB dizininde bir C dosyası olarak yer alıyor. Oraya gidip bunu modifiye edebiliriz. Bakarsanız, orada saçma sapan bir yazdırma kodu olduğunu göreceksiniz. Veya daha kökten bir çözüm olarak kendiniz, bu işleri yaptığınız C dosyasının içinde aynı adda bir fonksiyon yazarsınız:
char putchar (char c)
Bunu, benim yukarıdaki Send_Byte’ın aynısı yapsanız çalışacaktır. Keil’in kendi dosyalarını değiştirmek zorunda da olmazsınız. printf sizin putchar’ı çağıracaktır (object scope).
Gönderme işlemini belli bir zamanlama (scheduling) içinde firmware’in yapmasını istiyorsanız sprintf kullanıp buffer’ı haberleşme thread’inin yollamasına bırakmak da kullanılabilir.
Burada not etmek istediğim bir konu var: Sadece bir printf() çağrısı yapmak için (örneğin bir int değerini desimal olarak göstermek için) programımıza binen ek kod yaklaşık 1k civarındadır). Bu, güzel bir örnek. Çünkü EFM8BB1 gibi bir mcu’ya 1k ‘lık bir programla hayret edilecek kadar karmaşık işler yaptırabilirsiniz aslında. Yani bu, standart kütüphane fonksiyonları kullanarak low-code programcılık yapmak istemenin neye malolduğunu göstermesi açısından güzel bir örnek.
Yazının ileride ekleyeceğim bölümlerinde bunu bir PC’ye bağlamadan beslemenin yöntemlerinden söz edeceğim.
Radyo Modülü Bağlamak
nRF24L01+ modülünü çalıştırmak için gerekli sinyalleri şu portlara atadım: * IRQ : P00 * SCK : P06 * MISO : P07 * MOSI : P10 * CSN : P11 * CE : P12
Slave modüller için nRF24L01+ radyosunun çalışması üstüne yapılacak denemeleri bu board üzerinde yapmak, geliştirme aşamasında kullanışlı oldu. nRF24’ün konfigürasyon modelini şu şekilde tanımladım:
nRF24L01+ radyo modülüne EFM8BB1 ile erişmek için gerekli fonksiyonlar:
Küçük işlemcilerle yaptığımız uygulamaların azımsanmayacak bir kısmı şu tarife uyar: Bunlar “belli bir olay“a tepki vermek için “bekleyen” programlardır.
Örneğin bir butona basıldığında bir işlem yapan bir program düşünelim. Program, butona basılmadığı zaman sadece butona basılmasını bekliyor (aslında belli zamanlarda yaptığı başka işler olması bu hikayenin teorisini çok değiştirmiyor).
İşte bu belli olayı beklediğimiz uzun müddetler boyunca işlemciyi boşa alarak akım tüketimini azaltabiliriz. Beklediğimiz olay için bir kesme kurmamız yeterlidir. EFM8 işlemcilerdeki IDLE mode, bu senaryo için uygundur. – Idle mode’da iken işlemciyi istediğimiz saat hızında bekletebiliriz ve istediğimiz modülleri açık tutabiliriz. -Idle mode’dan çıkmak için mevcut kesmelerin herhangi birini ya da bir kaçını kullanabiliriz. – Çıkış bir interrupt fonksiyonuna atlama kadar hızlı olacağı için olaya tepkimiz hızlı olabilir. Yani, Idle mode kullanımı basit ve sağladığı tasarruf bizim tercihlerimize bağlı bir çalışma ayarıdır. Bununla beraber, işlemci aslında kapanmadığı için bu en yüksek düzeyde güç tasarrufu sağlayan mod değildir.
Bir uygulama geliştirmek çalışan bir kod elde etmekten çok fazlasıdır. Bir uygulama tasarlamak temelde, seçimler yapmak demektir. Bu seçimler gereksinimlerinize en uygun seçimler olurlarsa başarılı olursunuz. İşte bu yazının konusu olan Idle mode, sıklıkla ve zamanlamasını tam bilemediğiniz anlarda görev başına geçmesi gereken bir programınız varsa doğru bir seçim olabilir.
Tipik bir kullanımda kod – Beklerken gerekli olmayan birimleri kapatır, – Makul bir çalışma frekansına yavaşlar, – IDLE mode’dan çıkış kaynaklarını ayarlar, – Ve işlemciyi idle mode’a sokar..
Yukarıdaki kod parçası işlemciyi EX0 ve TMR0 kesmeleri ile normal çalışmaya geri dönmek üzere boşa çıkarır. İşlemcinin kötü bir şans eseri IDLE=1 komutu işlenirken gelecek bir kesme yüzünden hiçbir zaman IDLE durumundan çıkamayacak olması ihtimaline karşılık, bu komutun hemen ardından bir byte’tan büyük opcode’lu bir komut işletilmelidir. PCON0=PCON0 dummy komutu bu yüzdendir. İşlemcinin normal çalışma moduna dönünce, kendisini uyandıran kesme kodunu işledikten sonra _nop_() ile devam edeceğini de not edelim. Yani uyanma kodu, buradan sonra yer almalı (muhtemelen yapılacak ilk iş çalışma hızını arttırmak olacaktır). Bu şekilde her şeyi tek düzeyli düz bir while(1) süper döngüsü içinde halledebiliriz. Son bir not olarak da EFM8BB1 için IDLE mode çalışma akımı vereyim. 1,53MHz için işlemci akımı 550 uA ‘dir. ( -G sıcaklık sınıfındaki çipler için )
Üç renkli LED elemanlar kullanarak rengarenk aydınlatmalar yapmak son zamanlarda bana da çekici gelmeye başlamıştı. Aslında bunun için hazır pek çok seçenek var ancak ben küçük bir board yapıp, üzerine kendi seçtiğim RGB LED’leri yerleştirip kendi tanımladığım kumanda şemasını yürütebilecek bir şeyler yapmak istedim. Sonrasında bu küçük kartları istediğim yerlere yerleştirip, onları değişken renklerle yakmak niyetindeyim. Noktasal olarak büyük bir ışık yoğunluğunu hedeflemiyor olsam da bir board üstüne 5 tane PLCC kılıf LED koymaktan kaçınmadım.
Kartın boyutları 58mm x 13.5mm oldu.
Deneme amacıyla ürettiğim board’ların üzerine Cree marka CLP6C-FKB model LED’ler taktım. Sonuç gayet güzel.
LED’leri doğrudan kartların besleme hattı üzerinden besliyorum ve her renk için bir pull-down transistör ile sürüyorum. Şemada 100R olarak gözüken seri dirençler besleme gerilimine göre seçilmesi gereken denge dirençleri.
Bu projeyi bir hafta sonu çalışması olarak uğraşmaya değer bulmama neden olan şey bu kartları seri haberleşme ile kumanda edilebilir ve kaskat bağlanabilir yapmam. Bu şekilde iş basit bir renk ayarından çok daha fazlası olabilir.
Aslında arka arkaya bağlanabilir renkli LED deyince akla gelen Neopixel diye bir LED çipi de var. Bunun Çin malı kopyaları ucuza bulunabiliyor. Ama bunlar adreslenebilir modüller değiller. Ben uzun clock katarları üretmek zorunda kalmak yerine doğrudan UART kullanan bir şey yapmak istedim. Bu şekilde tek bir komutla tüm lambalara aynı anda aynı şeyi yaptırabilmek mümkün. Veya istediğiniz belli bir adrese doğrudan komut verebilirsiniz. Eğer hızlı animasyonlar yapmak söz konusu ise bu daisy-chanining’e göre çok büyük bir fark yaratabilir.
Her modülün sol tarafında uart’ının RX ‘i sağ tarafında ise TX çıkışı bulunuyor.
Modülleri arka arkaya (kaskat) bağladığımızda soldan sağa birbirlerini sürmüş olacaklar.Bir modül sol tarafından bir paket aldığında bu paket onu adreslemiyorsa veya bir genel çağrı adresi taşıyorsa o komutu sağ taraftaki TX pininden aktaracaktır. 0-3V gerilim düzeyinde çalışıyor olsak bile bu şekilde alavere yaparak uzun bir lamba zincirini bir uçtan kumanda edebilmeyi umuyorum. Bu arada, 24mA kaynak akımı verebilen bir logic buffer kullanmakla sonraki modül ile aramızdaki kablonun kapasitesinden kaynaklanacak yavaşlamaları azaltmış olacağız. Şemadaki paralel kondansatöre takılmayın. Orada bir komponent yeri olsun istedim sadece.
Benim “adreslenebilir” bir lamba modülünden beklediğim kumanda işlevleri her kanal için ayrı ayrı olmak üzere; * Açma ve kapama denetimi, * Çıkış gücünü ayarlama, * Rampalı açma/kapama, * Çıkış gücünü rampalı değiştirme, * Rampa sürelerini değiştirebilme * Çıkış gücünü çıkışa yansıtmaksızın değiştirebilme (komut verildiğinde uygulanmak üzere) * Tüm modüllere eşzamanlı komut verebilme
Bu fonksiyonlar basit seri komutlarla kumanda edilebildiğinde ana kontrolcünün karmaşık efektleri yürütmesi kolayca mümkündür.
Firmware Yapısı
Ana program, dört ayrı thread’den oluşur: + Sürekli olarak çalışan ve her aşaması belirli bir zaman aşımı denetimi ile korunan bir seri haberleşme thread’i.. + Zaman çoğullamalı olarak çalışan ve her biri bir renk sürücüsüne çıkış veren üç özdeş paralel renk kontrol thread’i.
Her renk kontrol thread’i 4 farklı duruma dair task’ler çalıştırır. Her task’in o renk için bir “durum” olduğunu düşünün. Bunlar; OFF ON RAMPUP RAMPDOWN task’leridir. OFF ve ON task’leri kalıcı durumlardır. Bir komut alınmadığı sürece denetim bu task’i çalıştırmayı sürdürür. RAMP task’leri ise belli bir süre boyunca çalışan geçiş durumlarıdır. Set değeri değiştirildiğinde (kademeli geçiş komutu verilmişse) veya kademeli açma kapama komutları verildiğinde yeni set değerine ulaşılıncaya dek bu adımlarda kalınır.
Çıkış kontrol task’lerinin zaman bölümlemesi 10,7ms ‘dir. Yani her 10,7ms’de bir sıradaki renk kanalının geçerli durumuna dair task çalışır. Ve bu çevrim art arda sürekli devam eder. İki rezerve zaman slotunun da eklenmesiyle, bir tam çevrim 5×10,7 = 53,5ms ‘de tamamlanır. Bu demektir ki, çıkış güncellemeleri 53,5ms çözünürlükle yapılmaktadır. Durağan adımlarda bu önemli olmamakla beraber kademeli geçiş adımlarında bu süre değişim hızını tanımlar.
PWM
İşlemcinin üzerindeki 3 PWM kanalını da kullanıyoruz. PWM çözünürlüğü 8 bittir. PWM frekansı da 7,98 kHz’dir. Bu projenin donanımını tasarlarken EFM8BB1 işlemcisini kullanmıştım. Firmware’e de bu işlemci üzerinde çalışarak başladım. Sonra iş deneme aşamasına gelince prototip montajları için bana yardımcı olan arkadaşımın elimdeki board’lara BB1 yerine yanlışlıkla SB1 takmış olduğunu fark ettim. Sleepy-Bee ile Busy-Bee “hemen hemen” pin uyumludur. Ancak firmware’de oldukça yaşamsal farklar vardır. Ne yazık ki buna PCA modülü de dahil, ki bu board’da PWM’i bununla üretiyorum. O yüzden, elde olan asıl olandır mantığıyla benim firmware’i SB1 üzerinde çalışacak şekilde değiştirdim. Ancak asıl üretimim BB1 ile olacak. Çünkü bunda daha çok özellik var. Bu işlemcilerde PWM çıkışı aktif duty cycle’da 0, pasif durumda da 1 oluyor. Ben BB1’de PCA0POL register’ı ile bu evirme işlemini donanımsal olarak halledebiliyordum. Ancak SB1’de POL register’ı yok. Bu durumda çıkış gücü 0 yazarsak en büyük 255 yazarsak en küçük olmuş olur. Ayrıca, kanalı kapatmak istediğimizde önce çıkışa 255 yazmalı sonra da _ECOM bitini sıfırlamalıyız. 8 bit PWM’de set değerini PCA0CPHx register’ına yazmak gerek. Daha yüksek çözünürlüklü PWM ayarlarında kullanılabilen auto-reload register’larının kullanım seçimi bu modda kullanılmıyor. Çalışma sırasında PCA modülü ve sayacı sürekli devrede. Bir kanalın kapalı olması gerektiğinde PCA0CPMx = 0x02; yazarak o çıkışın toggle olmasını engelliyorum. (PCA0CPHx = 255) PCA0CPMx = 0x42; yazdığımda da PWM çalışmaya devam ediyor.
BB1 kullanan versiyonda işler biraz daha değişik. Burada o kanalın POL bitini = 0 yapıp _ECOM=0 yapmam çıkışı kapatmaya yetiyor. Duty cycle’ı değiştirmeme gerek yok. Ayrıca, BB1 ‘de PWM’i center-aligned kullanıyorum.
Kontrolcü, komutlar tamamlanmadan yeni komutu işleme almaz. Ancak rampa komutları icra edilirken seri haberleşmeden yeni bir komut alınırsa komut kuyruğa eklenir ve geçerli komut tamamlanınca işleme alınır. Ani açma / kapama /set değeri değiştirme komutlarında bunun olma olasılığı yoktur. Rampa işlemlerinde komutun tamamlanması rampa ayarına bağlı olarak uzun sürebileceği için bu olasılık vardır.
Üç renk kanalı birbirinden tamamen bağımsız olarak çalışabilir ve kumanda edilebilirler. Ancak tamamen eşzamanlı olarak da kumanda edilebilirler.
Bir zincirde 128 adet modül arka arkaya bağlı olabilir. Her modülün adresi sabittir. Bir ağda aynı adresli iki modül olması çalışmayı bozmaz, sadece bu modüller ayrı ayrı ayarlanamamış olurlar. 0x81 adresi tüm modüllerin ortak çağrı adresidir.
Seri portun haberleşme hızı 38400bps’dir. Yazdığım ilk versiyonda modül aldığı paketin adresi kendi adresi değil ise paketi tamamlanmasını beklemeden iletmeye başlıyordu. Ancak sonra, kesme kodunu kısa tutma takıntım yüzünden bu özellikten vazgeçtim. Bu durumda, her modül için paket aktarım gecikmesi yaklaşık 1,6ms’dir.
Haberleşme Yapısı
Paket boyu tüm komutlar için sabittir ve 6 byte’tır. Her paket sync byte’ı (0xAA) ve hedef node adresi ile başlar (0x01..0x81). 0x81 genel çağrı adresidir. Ardından gelen cmd byte’ı paketi tanımlar. Geçerli komutlar ve kullandıkları parametrelerin anlamı şöyledir:
node: 1..128 arası, hedef adresi. 129 tüm modülleri adresler. cmd_X : kanal komutları. anlamları şunlar: 0: Bu kanala ait komut yok. 1: forced-on : Kanal kapalıysa hemen açılmasını sağlar. Eğer açıksa out_X’te o an yazılı olan set değerini çıkışa yansıtır. 2: turn_off : Kanalı hemen kapatır. 3: ramp-up: Çıkış gücünü kademeli olarak out_X ‘te yazılmış değere yükseltir. Kanal kapalı idiyse açılır ve set değerine kademeli yükselir. 4: ramp-down: Çıkış gücünü kademeli olarak out_X’te yazılmış değere azaltır. 5: rampdown-off: Çıkış gücünü sıfır değerine kadar kademeli azaltır ve sonra kanalı kapatır. NOT: Ramp-up ve ramp-down komutları, o anki çıkış oranı, out_X set değerinden sırasıyla yüksekse ve düşükse tek seferde yeni set değerine gelir.
Bu projede önemli bileşenin lambaların kontrolcüsü olduğunu düşünüyorum. Firmware’i tamamlayıp denemelere başladığımda işin bu yönünün geliştirilmeye oldukça açık olduğunu gördüm. Yukarıdaki komutların çalışmasını hızlı biçimde deneyebilmek için basit bir PC programı hazırladım. Aşağıda onun görüntüsünü görüyorsunuz. Üzerine tıklayarak programı indirebilir ve deneyebilirsiniz:
EFM8 ‘in üstündeki DAC biriminden bahsetmeye başlamadan önce, digital-to-analog converter denen şeyler hakkında uzun süre devam eden bir kanaatimi not etmek isterim: DAC bana hep lüks bir şey gibi gelmiştir. ADC bir şekilde en başından beri erişilebilirliği olan bir birimdi. Ama DAC, ister bir mcu’da isterse de bir plc’de olsun, sanki hep maliyeti arttıran bir şey gibi geldi bana.
15 sene kadar önce bir iplik boyama makinesinde, boya desenleri oluşturmak için boya püskürten kafaların dönme hızlarını akan ipliğin uzunluğuna bağlı olarak değiştirilebilir yapmam istenmişti. Bulduğum çözüm küçük bir işlemciyle encoder darbeleri saymak ve 8 bitlik bir DAC’a çıkış vererek asenkron motor sürücülerinin hızlarını değiştirmekti. O zaman National’ın paralel bir DAC’ını kullanmıştım, çıkışa bir de opamp koyunca sonuç muhteşem olmuştu. DAC deyince aklıma hep bu iş gelir.
Yıllar sonra da ilginç bir proje için dalga şekli üretme işiyle uğraşmak zorunda kaldım. Artık işlemcilerin üzerinde oldukça hızlı DAC’lar var. Ayrıca çok yüksek çözünürlüklü PWM’lerin olması zaten pek çok durumda DAC ihtiyacını tamamen ortadan kaldırıyor. Ama ben yine de üzerinde DAC birimi olan mcu’lara ayrı bir gözle bakıyorum.
EFM8’de 4 kanal DAC var. Bunlar iki çift olarak kullanılıyor gibi gösterilse de tamamen bağımsız çıkışlar olarak kullanabiliyorsunuz. Bir çifti, birbirinin aynı ya da eşlenik çıkış üretmek istersek beraber kullanabiliriz. DAC çözünürlüğü 12 bit.
Anlatacağım örnek uygulamada DAC çıkışını ses üretmede kullanıyorum. Bunun için 2 DAC kanalını toplam şeklinde kullanmak için bir devre hazırladım. Bu şekilde basit dalgalardan daha çok harmonik üretmek mümkün.
DAC sinyal yolu (bazı şekiller sevgili kızım tarafından çizilmişlerdir)
Bir stereo kuvvetlendirici kullanıyor olsam da mono ses üretiyorum. Kuvvetlendiricinin yüksek giriş direncinin karşısında iki çıkışı dirençlerle birbirine bağlamak bir toplama kuvvetlendiricisi elde etmemizi sağlıyor. Benim kullandığım amplifikatörün bir bias off girişi de var. Bununla yükleme/geçiş vb. anlarda pop/click türü gürültüler olmasın diye çıkışı kapatabiliyorum.
Referans gerilimini, referans gerilim bölücüsünü (REFGN) ve çıkış sürücüsü kazancını (DRVGN) ayarlayarak çeşitli çıkış aralıkları elde edebiliriz. Ben bunlardan 4 tanesini kullanıcı konfigürasyonu ile seçilebilir yaptım:
Bir dalga üretmek iki eksende hareket etmemizi gerektirir: Y ekseni tahmin etmesi kolay olacağı üzere V = Vref * REFGN * DRVGN * (DAC0H:DAC0L) / 4095 çarpanlarıyla belirlenir. X ekseni ise zaman. Dalga şeklimizin çözünürlüğüne bağlı olarak, istediğimiz frekansı bir tam periyotta üretecek bir hızla DAC güncellemesi yapmamızı gerektirir.
Daha açık bir deyişle, bir dalga şeklini 12 örnekle tanımlamışsak DAC güncelleme frekansımız istenen dalga frekansının 12 katı kadar olmalı. Örneğin;
Yandaki dalga şeklini tanımlayan “normalize” sinüs dizisi; 32,48,60,64,60,48,32,16,4,0,4,16
Bu diziyi, DAC’a 208us periyotla yüklersek yaklaşık 2,5ms periyotlu bir sinüs çıkışı alırız. Bu da 400Hz kadar eder. Ses çıkışını test etmek için bunu deneyebiliriz. Burada ilginç olan iki nokta var: Birincisi sample genlikleri unipolar. Çünkü DAC çıkışımız 0V ile seçtiğimiz pozitif Vref gerilimi arasında bir gerilim üretebilir. O yüzden, genliği simetrik bir işaret üretmek istiyorsak Vref/2 kadarlık bir offset eklememiz gerekir. İkinci nokta, DAC sayısal değerimizle ilgili. Ben bir dalga şekli tanımlarken onu 0..64 gibi bir aralıkta normalize ederek üretiyorum. Eğer donanımsal değil, yazılımsal genlik ayarı yapmak isterseniz bu 0..64 aralığını 0dB kabul edip, sample değerlerini istediğiniz bir sabitle çarpıp, anlık bir çıkış genliği üretirsiniz.
Eğer bu bir ses işareti ise ters-logaritmik bir adım bölümlemesi volume ayarı için uygun olacaktır. 4095 verilebilecek en büyük çıkış değeridir. DAC çıkışını yüklüyorsanız ve 3V gibi bir range ayarı yaptıysanız çıkışın max. değerden önce doyuma ulaşması tehlikesi vardır.
Aşağıda, genel amaçlı kullanıma uygun bir dalga tablosu tanımı paylaşıyorum. Burada her bir dalga tanımı 24 byte’tan oluşuyor (her sample little endian yerleşmiş 12 word). Bunu denemek isterseniz dikkatinizi çekmek istediğim bir şey var: İlk 4 dalga haricindeki dalga tanımları kendisini 3 kez tekrar ediyor. Yani bunların frekansını hesaplarken x12 değil x4 hızla yükleme yapmalısınız. code quailfier ile dizinin flash bellekte yerleşmesini sağlıyorum ancak mutlak adres veremiyorum. _at_ directive kullandığınızda değişkenleri başlatamazsınız. Bu yüzden de, bu işleri denerken en başta yaptığım gibi, çalma kesmesi içinde doğrudan bir code pointer’ı çalıştıramıyorum. Bunun yerine waveTable dizi indeksini volatile bir değişken olarak kullanıp compiler’ın verimliliğine güveniyoruz.
DAC güncelleme “frekans” ayarı konusuna geri dönelim: Ben bu iş için Timer-2 kesmesini kullanıyorum. TMR2’ye vereceğimiz bir reload değeri ile DAC güncelleme hızını ayarlarız, böylece dalga üretecimizin X ekseni hassas biçimde ayarlanmış olur.
TDAC (DAC Erişim Periyodu) = istenen işaret periyodu / N N : Bir periyodun örnekleme sayısı (yukarıdaki örnekte bu 12) T2 : (TMR2 tick period) = 1/49M Reload Değeri = 65536 – (TDAC / T2)
Bir çalma ayarında istenen frekans değerini değil, TMR2 reload değerini saklamayı tercih ediyorum.
TMR2 kesmesinde yapılacak iş “sıradaki” sample’ı DAC’a yazmak. Oynatılacak (veya çalınacak diyelim) dalga örneklerini flash bellekte saklıyorum. Bu noktada iki farklı yaklaşım geliştirdim: Birinci yöntemde, çalma ayarları yüklenirken (mesela bir sequencer’ın belli bir adımının zamanı geldiğinde) flash’tan, sequencer’ın belirttiği dalga setini okuyorum ve yukarıda anlattığım şekilde düzey ölçeklemesi yapıp (normalize sample’ların volume ayar değeriyle çarpılması) ram’de bir çalma tablosu oluşturuyorum (hatta iki tablo oluşturup biri çalarken diğerini yükleme ve geçişleri hızlı yapma gibi bir şey denedim ama 49MHz çalışmada bu çok kritik bir hızlandırma değil). Çalınacak sesin genliği ya da dalga şekli değişinceye dek çalma tablosu artık değişmiyor. İkinci yaklaşım daha sade: Çalınacak sample’ları flash’ta normalize halleriyle değil, ölçeklenmiş halleriyle saklıyorum ve çalma sırasında doğrudan flash’tan okuma yapıyorum. Okunacak dalga tablosu indeksini sequencer yüklemesinde bir rom pointer’ında belirliyorum ve sonra kesme kodunda doğrudan pointer’ı çalıştırıyorum. Bu yaklaşımda TMR2 kesme kodu şöyle:
playIndex waveTable’ın sıradaki elemanına erişmek için kullandığımız dizi indeksi. Bunu, çalma adımını yüklediğimizde (ne çalacağımızı bize söyleyen veri) öğreniyoruz ve indeksi başlatıyoruz. Bunun yerine, muhtemelen daha efektif bir kesme kodu için unsigned char code * volatile data playPtr; şeklinde bir işaretçi tanımı yapıp bunu çalınacak rom sample’ları boyunca da koşturabilirdik.
Burada, özellikle dikkat edilecek bir nokta var: Kesme kodu içinde SFRPAGE değiştiriliyor. Interrupt handler yedeklemeyi hallediyor mu halletmiyor mu hiç endişe etmemek için, bu kesmeyi başka bir kesmenin kesmesi ihtimalini ortadan kaldıralım. (Böyle cümleleri şık hale getirmeye çalışmak işi sulandırmak olur, sonuçta anlatım bozukluğu yok). Daha açık konuşursam, bu işlemci bir de UART kesmesi çalıştırıyor (native priority’si daha yüksek). Çipi başlatırken UART kesmesini TMR2 kesmesinden daha düşük öncelikli olacak şekilde ayarlıyorum. Çünkü gelen bir byte biraz bekleyebilir (baudrate düşük). DAC yazması yaparken başka bir koda atlamak SFRPAGE anahtarlaması dışında da sorunlar yaratacaktır. Çünkü DAC güncelleme hızımız SYSCLK hızında. Bu arada yeri gelmişken onu da not edeyim: DAC güncelleme hızını SYSCLK yapmamızla TMR2 kesmesi içinde DAC yazması yapmamız arasında bir bağlantı yok. DAC’ın kendi güncellemesi başka bir şey. Sanırım yazılımdan daha bağımsız DAC otomasyonları yapmak istersek kullanışlı olur. Yine de, ben merak edip DAC update source ile benim DAC yazma kesmemi aynı timer ile çalıştırdım. Sonuç değişmedi. Sonuçta SYSCLK çok hızlı olsa da biz çıkışı 200kHz hızıyla güncelleyebiliriz (bunu da denedim). Bu, tıpkı ADC’de olduğu gibi, “elektriksel” bir kısıt. Kişisel görüşüm, 200k gayet yüksek bir hız!
Son olarak, bir sequencer (kullanıcı tarafından belirlenmiş dalga şekillerini verilen ayarlara göre bir diziden okumak ve art arda üretmek) yapacaksak, çalmayı anlık olarak durdurmak ve devam ettirmek için kullanabileceğimiz makroları da vereyim:
Yukarıdaki örnek kodda 12 sample’lık bir wav dizisi kullanılıyor ve flash bellekteki 0x3C00 sayfası bu işe ayrılmış. Kullanıcının seçtiği wav indeksi seqData.wav parametresinden okunuyor. smpIndex, sınır denetimi yaparken 16 bit sayılarla kendimizi yormayalım diye kullanılan yardımcı bir değişkendir. Kesme koduna bakabilirsiniz.
Sonuçta, gördüğünüz gibi, DAC kullanarak bir dalga şekli üretmek, eğer çıkışta analog bir işaret kullanma ihtiyacınız varsa PWM ile aynı sonucu elde etmeye çalışmaktan daha basit bir iştir. Yukarıda bir audio çıkışı (benim aklıma waveform generator deyince ilk bu geliyor) üzerinden örnek verdim. Ancak daha önce, programlanabilir bir sabit akım kaynağı işi için de bu DAC çıkışını kullanmıştım. Çalıştığımız alan, LED parlaklığını PWM ile ayarlamamızın mümkün olmayacağı bir uygulamaydı. Bu durumda EFM8’in bir çipte 4 adet bağımsız kullanılabilen DAC çıkışlarını bir sabit akım kaynağına referans girişi yaparak basit ama doğruluğu yüksek bir çözüm üretebildik. (Bunu da burada paylaşırım bir ara)
Bir analog-dijital dönüştürücünün çalışma hızı ölçüm devresine ve ADC’nin yapısına bağlıdır. Öte yandan, çok sayıda analog kanalı örneklemek gibi bir ihtiyacımız varsa “hız”a dair kaygımız genellikle, ADC’nin kendi ölçüm hızı değil bizim kanallar arasındaki geçiş hızımızla ilgili olur. Çünkü biz bir işlemcinin üstündeki ADC’yi kullanıyoruz ve kanallar arasında geçmek ve ölçüm sonuçlarını bir yere yazmak gibi işler dönüştürme işleminden daha çok zaman alıyor.
Eğer çok sayıda analog girişi okumak gerekiyorsa ve dahası, bu kanalların aynı anda alınmış örnekleri (mesela bir besleme hattının akım ve gerilim ölçümü gibi) anlamlıysa veya kesin bir bir zaman aralığında alınmış belli sayıda örnek toplamak istiyorsak bu işleri donanımsal olarak halletmek işimizi çok kolaylaştıracaktır.
EFM8’de bu tür durumlarda kullanabileceğimiz bir tarama fonksiyonu var. Bu fonksiyon ADC modülünün ayarlarından bağımsız olarak istediğimiz zaman kullanabileceğimiz bir örnekleme otomasyonu sağlıyor.
ADC’yi istediğiniz referans ve örnekleme/dönüştürme hızı ayarlarıyla ayarlıyorsunuz.
Sonra tarama işleminin başlangıç kanalını seçiyorsunuz. Taramada en çok 4 kanal ardışık olarak örneklenebiliyor.
Sonra kaç kez örnekleme yapılacağını belirliyorsunuz. Burada, komutla başlatılan tek bir örneklemenin sayısı belirleniyor. Bir örnekleme kendi içinde istenen sayıda oversampling içerebilir.
Dönüştürme işlem sonucunun xram’de yazılacağı konumu belirliyorsunuz.
İşlemi başlatıyorsunuz.
Tarama ayarını bir kez yaptıktan sonra işlemleri otomatik başlatabilirsiniz. Tarama içindeki iki dönüştürme işlemi arasına sabit bir süre koyabilirsiniz veya tarama içindeki dönüştürmeleri birbirine olabildiğince yakın yaptırabilirsiniz. Bir tarama işlemi yapılırken sonraki işlem için istenen ayarları hemen berlirleyip ADC’yi durmaksızın arka arkaya farklı ayarlarla çalıştırabilirsiniz. Bu, mesela double-buffering gereken okuma durumlarında işin buffer güncelleme kısmını çok basitleştirir.
Aşağıdaki kod örneği, AN6..AN9 kanallarının birer kez ölçülmesi ile elde edilen sonuçları xram’in 16..23 konumuna big endian olarak yazdırır:
Yukarıdaki kodda en ilginç kısım, ADC0ASCF_ASEN bitini 1 yapıp işlemi başlattıktan sonra hemen sıfırlamamız. ASEN=1 yapıldığında donanım tarama ile ilgili tüm ayarları dahili belleğe kopyalar. Yani, ASEN=1 yaptıktan sonra tüm ayarları bir sonraki tarama için değiştirebiliriz.
Yukarıdaki ayarlarla, ADINT=1 olduğunda işlemler bitmiş ve sonuçlar xram’e yazılmış olacak. Eğer durmaksızın sonraki 4 kanala geçmek isteseydik _ASEN=0 yapar yapmaz ADC0MX’i ve ADC0ASAL’i değiştirmemiz yeterliydi.
Ben bu örnekte öyle yapmadım ama ADC0ASCF_STEN bitini 0 yapıp ADC’yi bir timer ile tetiklenecek şekilde ayarlasaydık (ADC tetikleme kaynağı ayarının tarama özelliğiyle ilgisi yok) zaman aralıklı tarama çalışması elde etmiş olurduk. Belki ileride bununla ilgili bir örnek de paylaşırım.
ADC işleminin sonucunda üretilen veriyi eşzamanlı olmayan başka bir süreç kullanıyorsa bu işi otomatize etmek ve kullanıcı sürecin sadece ram’deki datayla uğraşmasını kodlamak performansı oldukça arttıracak bir iyileştirme. Donanımı kullanmasını bilmek ile donanımdan bağımsız kod yazmakta konfor aramak arasındaki farka oldukça dramatik bir örnek olarak göz önüne alınabilir.
Keyes-KY040 encoder’dan gelen harekete göre değer girişi yapmak için bir arayüz hazırlamam gerekti, bununla ilgili düşüncelerimi burada paylaşmak istiyorum.
KY-040 modülünde 5 pinli bir header var. Bu pinler sırasıyla şöyle isimlendirilmişlerdir:
GND, +
Besleme
SW
Pushbutton NO ucu
DT
Faz-B
CLK
Faz-A
Modülün iç yapısını yukarıdaki gibi gösterebiliriz:
BQ’ları açık kollektör NPN çıkışlı endüktif proximity switch’ler olarak görelim. Rod Push Switch, knoba basınca kısa devre olan bir push-button. Bendeki modülde R3 olarak gözüken direnç takılı değil. Ama bu şekliyle bunu ham kontak olarak kullanamayız çünkü diğer uç (-) beslemeye gidiyor, yani her durumda bunu bir pull-down button olarak kullanacağız demektir.
İnternette yapılan bir aramada, beslemenin +5V’a bağlandığını gösteren şemalar geliyor ama sanırım bu, arduino modüllerinin bir kısmının 5V ile çalışması yüzünden böyle belirtilmiş. Ben modülü +3V ile besliyorum çünkü benim devrede, +3V’a bağlı harici pull-up dirençleri de var. DT ve CLK uçları endüktif algılayıcıların pull-up yapılmış çıkışlarına bağlı ve aralarında dönme yönüne bağlı faz farkı olan encoder çarkı izleme sinyalleri.
Bu arada, modülün üstünde pull-up dirençleri olduğu için encoder sinyallerini işlemciye doğrudan bağlamak yeterli gibi gözükse de kenarlarda debounce olmasına tahammülü olmayacak kadar hızlı bir kod çalıştıracaksanız, pull-up kondansatörleri kullanmanız iyi olur. Ben işlemciye girmeden önce 10nF kondansatör ile pull-up yapıyorum.
ENC-A ve ENC-B olarak isimlendirdiğim encoder pulse sinyallerini P06 ve P07 portlarına giriyorum. P0’ın kullanılması şart değil, işaret fazlarını değerlendirmekte kullanacağım port-match fonksiyonu EFM8’in tüm pinlerinde var. Ancak, söylemeye gerek yok ama aynı portun pinlerini kullanmak register ayarlarını tek yazmada yapmamız açısından hızlandırıcı olabilir elbette.
Firmware
Eğer üzerinde çalıştığımız işlemcinin üstünde QEI (Quadrature Encoder Interface) modülü yoksa encoder fazlarını takip etmek için bir yol olarak port match fonksiyonunu kullanabiliriz. Ben bu encoder’la ilk denemeleri yaparken doğrudan port değerini okuyan bir döngü ile sistemi çalıştırdım. Zaten örnek program diye bulacağınız şeylerin hepsinde de öyle yapılıyor. Ancak pratik kullanımlarda çoğu zaman deneme programında olduğu gibi, port okumasına âmâde bomboş bir ana çevrim olmayacaktır. Bu durumda, özellikle yüksek encoder hızlarını doğru okumak için port-mismatch kesmesini kullanmak yerinde olur.
EFM8’de her bir portun MAT register’ıyla ayarlanan bir port match değeri var. Bunu portun “olmasını beklediğimiz” değeri, “boşta” değeri olarak düşünelim. Herhangi bir port bitinin durumu bu boşta değerden farklı olduğu an bir kesme tetiklenir. Elbette bu mekanizmayı sadece ilgilendiğimiz port bitleri için devreye almamız gerekir. Bunu da her portun MASK değerini ayarlayarak yaparız. Port mismatch kesmesi EIE1<1> (_EMAT) biti ile devreye alınır ve 8 numaralı kesme vektörüne atlama yaptırır. Kesmenin tetiklenme koşulunu şöyle yazabiliriz: Py.x & PYMASK.x != PYMAT.X & PyMASK.x Bu kesmenin bir flag’i yok. Kesmeye atlandığı an durum sıfırlanıyor. Microchip’teki gibi mismatch tetikleyen portu okuma zorunluluğu da yok. Benim uygulamada, P0^6 ve P0^7 için mismatch kesmelerini devreye almak, sürekli olarak çağrılan bir kodla portların durumunu yoklama külfetinden (overhead) bizi kurtarıyor:
Encoder’da bir hareket olduğunda kesme tetiklenecek. Ancak iki şeyi daha ayırt etmemiz gerekiyor: Hareketin yönü ve bitişi. Bunun için kesme kodu içinde basit bir durum makinesi çalıştırmak gerek. Bu durum makinesinin çalışmasını şöyle özetleyebilirim:
0
ENC_IDLE
Hangi girişin kesmeye neden olduğunu bul (önde olan faz). Bu, hareket yönünü belirlememizi sağlar. Ardından önde olan fazın kesme üretmesini iptal et. [Diyagramda 1 durumu]
1
ENC_CW_LEADING
Bu aşamada gelen kesme kesinlikle B girişinden geliyordur. Artık uygulamaya saat yönünde bir hareket olduğunu söyleyebiliriz. B fazının mismatch durumunu 1 yaparsak hareket fazının bitişinde kesme almış olacağız. [Diyagramda 2 durumu]
2
ENC_CCW_LEADING
Bu aşamada gelen kesme kesinlikle A girişinden geliyordur. Uygulamaya saat yönünün tersinde hareket olduğunu söyleyebiliriz. A fazının mismatch durumunu 1 yaparsak hareket fazının bitişinde kesme almış olacağız. [Diyagramda 2 durumu]
3
ENC_PULS_TRAILING
Geride kalan fazın 0->1 gerçişi yapmasını bekle. Bu, hareketin bitişi demektir, yani durum makinesi başa dönebilir. [3] durumu. Her iki yön için de bu adım ortak.
4
ENC_WAKEUP
Bu, sistemi uykudan uyandırmak için kullanılan adım. Bir hareket algılaması yapılmayacağı için durum makinesi çalışmaz.
void ISR_Port_Mismatch(void) interrupt 8
{
switch ( encoder_state )
{
case ENC_IDLE:
// Encoder bo$ta iken bir mismatch kesmesi gelmi$se
// önde olan faz =0 olmu$ demektir. Bu, cw/ccw ayrimini yapmamizi saglar
if ( ENC_A == 0 )
{
P0MASK = 0x80; // P0.6 (ENC_A port match fonksiyonu kapatildi)
encoder_state = ENC_CW_LEADING;
}
else
{
P0MASK = 0x40; // P0.7 (ENC_B port match fonksiyonu kapatildi)
encoder_state = ENC_CCW_LEADING;
}
break;
case ENC_CW_LEADING:
// bu a$amada gelen interrupt enc-b: 1->0 geçi$i sebebiyle tetiklenmi$tir..
// $imdi, enc-b: 0->1 geçi$ini bekleyebiliriz:
P0MAT = 0x40;
ENC_PULS_CW = 1;
/// todo: ENC_A = 1 durumu hata olarak algilanabilir!
encoder_state = ENC_PULS_TRAILING;
break;
case ENC_CCW_LEADING:
// bu a$amada gelen interrupt enc-a: 1->0 geçi$i sebebiyle tetiklenmi$tir..
// $imdi, enc-a: 0->1 geçi$ini bekleyebiliriz:
P0MAT = 0x80;
ENC_PULS_CCW = 1;
/// todo: ENC_B = 1 durumu hata olarak algilanabilir.
encoder_state = ENC_PULS_TRAILING;
break;
case ENC_PULS_TRAILING:
// bu interrupt gelmi$se gerideki fazin: 0->1 geçi$i olmu$ demektir.
// encoder fazi tamamlanmi$tir.
// fiziksel olarak tamamlanmi$ olsa bile, bir fazin bitmesini
//bekleyen i$lem flag'inin sifirlanmasi ile mumkun kilalim:
P0MAT = 0xC0;
P0MASK = 0xC0;
encoder_state = ENC_IDLE;
break;
// CPU encoder hareketi ile IDLE durumdan çikmi$ demektir.
// encoder okuma state mach. çali$mayacak.
case ENC_WAKEUP:
// wake-up durumundan çikiliyor.
EIE2 = 0;
break;
}
}
Bakınca, ana döngü içinde port poll eden “örnek” uygulamadan bile daha basit gözüküyor. Artık, pulse üreten encoder’ınızı, ENC_PULS_CW ve ENC_PULS_CCW adında, Port mask ve(/veya) _EMAT bitleri ile kolayca devreye alınıp çıkarılabilen mantıksal bit girişleri olarak düşünebilirsiniz. Bu bitlerin sıfırlanması uygulama programının sorumluluğundadır. Siz ENC_PULS_XX bitini işlemeden yeni bir pulse algılanırsa bu hareket “atlanacaktır”. Ben uygulamamda bunu özellikle istiyorum çünkü ekrandaki bir değeri encoder hareketine göre değiştiriyorum. Öte yandan hız/konum algılama gibi bir iş yapacaksanız encoder kesmelerini ana programın işlemesi öncesi buffer’lamanın bir yolunu düşünmelisiniz. En basiti, hareket ile artan/azalan bir tamsayı sayaç kullanmaktır, değil mi?
Sıcaklık ölçümü ile ilgili hikayelerimizde sıra hiçbir sensör kullanmadan sıcaklık ölçmeye kadar geldi.
İşlemcilerin üzerinde bir sıcaklık sensörü olması alışıldık bir durumdur. Silabs EFM8 serisinde de analog modülde, giriş multiplexer’ını ayarlayarak ADC bağlantısını yapabildiğimiz bir sıcaklık sensörü var.
Bu sensörü ortam sıcaklığı ölçmede kullanmayı düşünüyorsanız bunun çoğu durumda pek iyi bir fikir olmayacağını baştan söylemem gerek. Daha önce anlattığım kendi kendini ısıtma etkisi, tahmin edeceğiniz gibi işlemci üstündeki sensör için ziyadesiyle geçerli olacaktır. Elbette koskoca işlemciyi yalnızca sıcaklık ölçmek için kullanmayacağınızı varsayıyorum.
İşlemci üstünde sıcaklık ölçmenin bize donanımsal bir maliyeti yok. Sıcaklık ölçmek için ADC’nin herhangi bir dış bağlantısına ihtiyaç duymuyoruz. Yazılımsal olarak da büyük bir maliyet yok. Birkaç satırlık kod ve birkaç ms içinde işimiz halloluyor. Herkes adına ve her durumu açıklamak için konuşamam ancak ben daha önce onboard sensörü iki sebeple kullandım:
Birincisi board’umun sağlıklı çalışacağı bir sıcaklıkta olup olmadığını kontrol etmek için. Zamanında tasarladığım bir DC sürücü oldukça küçük bir board üstünde çıkış katı işlemci regülatör vs. bir aradaydı. İşlemcinin sıcaklığının 60 küsur dereceyi geçmesi durumunda önce çıkış gücünü sınırlamak sonra da aleti tamamen kapatmak gibi bir iş için onboard sensörü kullanmıştım.
İkinci kullanımda da aslında başka bir şeyi ölçmek için bir donanım kurmuşuzdur ama ölçeceğimiz şey sıcaklığa bağlıdır. Bu durumda sıcaklığa göre düzeltme yapmak için eğer uygunsa board sıcaklığını referans alabiliriz.
Vereceğim örnek kod ADC’yi hali hazırda kullanıyor olup olmamamızdan bağımsızdır çünkü ADC’nin güç bağlantılarının belli bir durumda olmasını gerektirir:
Onboard sıcaklık sensörünün çalışması için TEMPE kontrol bitini 1 yapmak lazım. Fakat öncesinde, ADC referansını 1,65V dahili referansa, eksi bağlantıyı da çip GND’ına bağlıyorum. ADC giriş multiplexer’ına 0x14 (AMUX_TSENS) yazınca girişi de bağlamış oluyoruz. Sıcaklık sensörünün açılma süresine bakarsanız 1,8us gibi bir süre görüyorsunuz ancak buna referansın açılmasını ve SAR girişinin settle olmasını da eklemek gerek. Ben çeşitli donanımsal sebelerle ADC’nin kendi power-up delay zamanlamasını kullanmıyorum. O yüzden sıcaklık sensörünü açtıktan sonra, alışkanlıktan, 1ms bekliyor ve ADC dönüştürme işlemini sonra başlatıyorum.
ADC sequencer’ı, çözünürlüğü, örnekleme hızı vs. mevcut ayarlarımızda olabilir. Onları burada yeniden yazmadım. Sonuçta onboard sıcaklık sensörünün parametreleri gerilim cinsinden tanımlanmışlardır:
Sensörün V / *C kazancının offset hatasına oranına bakarsanız, çipten çipe 6 *C’lik bir 0 *C noktası farkı olduğunu göreceksiniz ki bunun kullanacağınız 100 çipten 68’i için garanti edildiğini de göz önüne almalısınız. Uzun lafın kısası, eğer mutlak değer doğruluğu sizin için önemliyse her bir board için 0*C offset’ini ölçüp flash’ta saklamanız gerekir. (Bununla kim uğraşır bilemiyorum)
Bir termostat uygulaması için sıcaklık okuması yapıyorsak *C skalası çalışma esnasında bizim için gerekli değil. Ancak yaptığımız ölçümün *C karşılığını bilmek istersek, yaptığımız ADC ölçümünden, 757mV ‘a karşılık gelen ADC okuma sayısını çıkarıp sonucu da 2,85 mV’a karşılık gelen ADC sayısına bölerek bir *C sonucuna “yaklaşabiliriz.
Sıfır noktası konusundaki belirsizliğe karşılık mV / *C doğruluğu oldukça belirlidir. Bunun sizin için anlamı şu: Bir noktada, bilinen bir değere ölçekleme yapmanız doğruluk açısından yeterli olacaktır.
Onboard sensörü kullanmanın en güzel yanı, self heating’in ne kadar dramatik bir etki olduğunu gözlerinizle görmenizi sağlayacak olması. Bunu olumsuz bir şey olarak düşünmüyorum. İşlemcinin kendi sıcaklığını görmesi sistemin toplam güvenliği için her zaman çok iyi bir şeydir. Bu arada, buzlu suyla 0 noktasını ayarlarsanız bu sensörün oldukça iyi bir doğruluğu olduğunu keşfedeceksiniz. Teşekkürler Silabs..
Selim Pehlivan 